18
Oct
หลักการควบคุมความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำ
| ในเครื่องจักรและอุปกรณ์อุตสาหกรรม ที่สามารถปรับเปลี่ยนความเร็วรอบได้ ในปัจจุบันเรายังคงพอได้เห็นการใช้มอเตอร์กระแสตรง ในหน้าที่เป็นตัวต้นกำลังอยู่บ้าง นับจากอดีตที่มอเตอร์กระแสตรง จะให้แรงบิดที่ค่อนข้างน่าพอใจ ในความเร็วในการทำงานต่างๆ และมอเตอร์เหนี่ยวนำก็มีข้อเสียทางด้านแรงบิดและประสิทธิภาพซึ่งสัมพันธ์กับความเร็วของมอเตอร์ อีกทั้งอุปกรณ์ควบคุมความเร็วของมอเตอร์กระแสตรงมีความซับซ้อนน้อยกว่าและราคาถูกกว่าอุปกรณ์ควบคุมความเร็วของมอเตอร์กระแสสลับมาก ดังนั้นชุดปรับความเร็วมอเตอร์กระแสตรงจึงนิยมใช้ในอุตสาหกรรมมาตั้งแต่อดีต ในปัจจุบันอุปกรณ์ปรับความเร็วของมอเตอร์กระแสสลับมีราคาถูกลงมาก และสามารถนำไปใช้ควบคุมความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำได้อย่างมีประสิทธิภาพ ทั้งด้าน แรงบิดและกำลัง นอกจากนั้นมอเตอร์เหนี่ยวนำยังได้ชื่อว่าเป็น brush less motor คือไม่มีแปรงถ่านที่ใช้ในกระบวนการเรียงกระแส (commutation) เหมือนมอเตอร์กระแสตรง จึงไม่มีปัญหาแปรงถ่านสึกอันจะทำให้ประสิทธิภาพของมอเตอร์ลดลง อีกทั้งโครงสร้างของมอเตอร์เหนี่ยวนำยังมีความแข็งแรงทนทาน ระบบการปรับความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำจึงเป็นที่นิยมใช้กันในปัจจุบัน
1. หลักการทำงานของมอเตอร์เหนี่ยวนำ 1.1 หลักการเบื้องต้น ในมอเตอร์เหนี่ยวนำ 1 เฟสและ 3 เฟส เมื่อได้รับการจ่ายแรงดันไฟสลับ ที่สมดุลย์ 3 เฟส (กรณีมอเตอร์ 3 เฟส) ที่มีความถี่ f จำนวนขั้วแม่เหล็ก P ขั้ว จะมีผลให้เกิดกระแสไหลอย่างสมดุลย์ในขดลวดแต่ละเฟส โดยกระแสที่ไหลจะสร้างเส้นแรงแม่เหล็กขึ้นที่ช่องอากาศ ที่หมุนด้วยความเร็วคงที่ เรียกว่า Synchronous speed ดังต่อไปนี้  (1)ซึ่งสนามแม่เหล็กหมุนหรือ rotating magnetic field นี้ จะเหนี่ยวนำทำให้เกิดแรงเคลื่อนเหนี่ยวนำและกระแสไหลในโรเตอร์ ทำให้มีแรงบิดพาให้โรเตอร์หมุนอยู่ด้วยความเร็วคงที่ค่าหนึ่ง ซึ่งต่ำกว่าความเร็ว Synchronous เล็กน้อย ซึ่งความเร็วในการหมุนของโรเตอร์ (Nr) จะหมุนช้ากว่าความเร็ว Synchronouse (Ns) อยู่เท่ากับ Ns - Nr และเรียกความเร็วที่แตกต่างกันนี้ว่าความเร็วลื่นไถลหรือ slip speed ซึ่งมักถูกแสดงในรูปของ perunit slip หรือ slip ดังนี้  (2)หรือมอเตอร์จะหมุนด้วยความเร็ว  (3)เพื่ออธิบายปัจจัยหรือพารามิเตอร์ที่มีผลต่อการทำงานของมอเตอร์ จึงนำวงจรสมมูลย์มาพิจารณา  รูปที่1 วงจรสมมูลย์ของมอเตอร์เหนี่ยวนำที่พิจารณาจากด้าน stator จากวงจรสมมูลย์ในรูปที่1 จะไม่นำค่า Rc (ค่าความต้านทานสมมูลย์แทนการสูญเสียในแกนเหล็กหรือ core loss) มาพิจารณาร่วมด้วยเพราะมีค่าสูงมาก ทำให้กระแสไหลผ่านได้น้อย เมื่อเทียบกับ stator resistance (Rs) และ rotor resistance (Rr) ในขณะที่กระแส Im หรือ Magnetizing current ซึ่งเป็นส่วนหนึ่งของกระแสป้อนมอเตอร์ (Is) จะมีค่ามาก โดยกระแส Im นี้ถือว่าเป็นกระแสที่สร้าง Resultant airgap flux หรือ  จากวงจรสมมูลย์ที่ได้ จึงสามารถเขียนความสัมพันธ์ของแรงดันป้อนเข้าได้ดังนี้  (4)จากทฤษฎีแม่เหล็กไฟฟ้า จะมีแรงบิดเกิดขึ้นที่มอเตอร์คือ  (5)โดย  คือมุมต่างเฟสระหว่าง แรงเคลื่อนแม่เหล็กจากโรเตอร์ (Rotor mmf) และ Resultant airgap fluxสมการแรงเคลื่อนไฟฟ้าเหนี่ยวนำ ที่เกิดขึ้นที่ Stator เป็นดังนี้  (6)และแรงเคลื่อนไฟฟ้าเหนี่ยวนำ ที่เกิดขึ้นที่ Rotor เมื่อพิจารณาทาง Stator  (7)และในสภาวะที่มอเตอร์หมุนในช่วงความเร็วปกติ เมื่อพิจารณาจากด้าน Rotor จะพบว่า Rotor Leakage Reactance จะมีค่าน้อยกว่า Rotor Resistance มาก ณ ความถี่ slip frequency ดังกล่าว ทำให้มุมต่าง มีค่าใกล้เคียงศูนย์ดังนั้นจะได้ความสัมพันธ์ของกระแส Ir เมื่อพิจารณาขณะมอเตอร์หมุนด้วยความเร็วปกติ  (8)และแรงบิด  (9)และในกรณีความถี่ป้อนเข้า f มีค่าพิกัด และไม่คิดผลของ Series Impedance ทาง Stator  (10)จากสมการต่างๆ ข้างต้น ทำให้ได้ข้อสังเกตุต่างๆดังนี้ 1. ความเร็ว Synchronous speed สามารถเปลี่ยนแปลงตามความถี่ไฟฟ้าป้อนเข้า 2. ที่ค่า slip ต่ำๆ ความเร็วมอเตอร์จะแปรผันตามความถี่ของแรงดันป้อนเข้า ยกเว้นที่ความถี่ต่ำ 3. เพื่อให้ได้สมรรถนะทางแรงบิดเท่าพิกัด ควรรักษา ให้คงที่เท่าพิกัด ซึ่งต้องทำให้ Vs แปรผันตรงตาม f4. เนื่องจาก Ir แปรผันตาม Slip frequency (Sf) เพื่อจำกัดมิให้กระแส Is สูงเกินกว่าพิกัด ค่าของ Sf ไม่ควรเกินค่าที่พิกัด จากข้อสังเกตุทั้งหมด พอสรุปได้ว่า ความเร็วมอเตอร์สามารถเปลี่ยนแปลงได้ด้วยการควบคุมความถี่ป้อนเข้า f และควรรักษาให้ airgap flux มีค่าคงที่เท่าพิกัด โดยการควบคุมให้ขนาดของแรงดันป้อนเข้าแปรผันตามความถี่ f ถ้ามอเตอร์เหนี่ยวนำถูกควบคุมในลักษณะดังกล่าว มอเตอร์จึงจะสามารถให้แรงบิดได้ที่พิกัด โดยที่ slip frequency (Sf) กระแสโรเตอร์ (Ir) กระแสสเตเตอร์ (Is) และค่าเปอร์เซ็นต์การสูญเสียในวงจรโรเตอร์จะอยู่ภายใต้ระดับพิกัด 1.2 คุณลักษณะของมอเตอร์เหนี่ยวนำที่ความถี่และแรงดันพิกัด  รูปที่2 Torque-Speed Characteristic ที่พิกัดแรงดันและความถี่  รูปที่3 Ir และ Sf ที่พิกัดแรงดันและความถี่ เมื่อพิจารณาจากรูปที่2 และ 3 พบว่า เมื่อ Sf มีค่าต่ำ Ir และ Tem จะแปรผันตาม Sf อย่างเป็นเชิงเส้น แต่ถ้า Sf มีค่ามากขึ้น ทั้ง Tem และ Ir จะไม่แปรผันตาม Sf อย่างเป็นเชิงเส้นอีกต่อไป ด้วยเหตุที่ค่า reluctance ของ rotor ณ ความถี่ slip ดังกล่าว มีค่ามากขึ้นเมื่อเทียบกับ Rr (เมื่อพิจารณาทางวงจรด้านโรเตอร์) ทำให้มุม ห่างกันมากขึ้น มีผลให้แรงบิดมีค่าลดลง ตามสมการ (5) ในขณะที่ Ir จะมีค่าสูงขึ้น เป็นเหตุให้ Is มีค่าสูงขึ้นตาม ทำให้เกิดแรงดันตกคร่อมที่ impedance ที่ Stator ทำให้ Eag มีค่าลดลง ส่งผลให้ มีค่าลดลงดังนั้นสามารถพิจารณาได้จากสมการ (8) และ (9) ว่าเนื่องจาก ลดลง จากที่กล่าวมาข้างต้น จึงทำให้ Tem และ Ir ไม่ได้แปรผันตาม Sf อีกต่อไป ผลที่เกิดขึ้นกับ Is Ir Tem และ จะเกิดขึ้นพร้อมๆกัน และจากรูปที่2 จะเรียกจุดที่แรงบิดมีค่าสูงสุดว่า Pull Out Torqueในการใช้งานปกติทั่วไป การขับมอเตอร์เหนี่ยวนำที่จะกล่าวถึงต่อไป จะรักษาให้ Sf มีค่าต่ำหรือไม่ให้สูงกว่าพิกัด ดังนั้นส่วนที่เป็นเส้นประในรูปที่2 และ 3 จะไม่ได้นำมาพิจารณา 1.3 การควบคุมความเร็วโดยการเปลี่ยนความถี่และแรงดัน จากหัวข้อที่1.1 เราได้ทราบแล้วว่า เราสามารถปรับความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำได้โดยปรับความถี่ ซึ่งจะไปควบคุมความเร็ว Synchronous หรือความเร็วมอเตอร์นั่นเอง ถ้าเรารักษาให้ Sf มีค่าต่ำ และการรักษาให้ มีค่าคงที่ด้วยการปรับให้ Vs แปรผันตาม f ซึ่งก็ยังมีวิธีการควบคุมความเร็วแบบอื่น เช่นการปรับลดแรงดันป้อนเข้า Vs หรือการควบคุมความเร็วโดย Static Slip Power Recovery แต่การปรับความเร็วโดยการควบคุมความถี่และแรงดันจะนิยมใช้ในการควบคุมความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำมากกว่าวิธีอื่นๆ1.3.1 ลักษณะของแรงบิดกับความเร็ว จากความสัมพันธ์ในสมการต่างๆของหัวข้อ1.1 เมื่อควบคุมให้ คงที่ และรักษาให้ Sf มีค่าต่ำแล้ว จะได้ความสัมพันธ์ของแรงบิดต่อ Sf ตลอดช่วงความถี่ f คือ (11)ซึ่งแรงบิดในช่วงที่ Sf มีค่าต่ำนี้ ดูได้จากเส้นทึบในรูปที่2 และเมื่อพิจารณารูปที่4  รูปที่4 Torque-Speed Characteristic เมื่อ resultant airgap flux คงที่และ Sf มีค่าต่ำ จากรูปที่4 เมื่อพิจารณา Sf ในรูปของ  ซึ่ง เท่ากับ  เมื่อขับด้วยความเร็วต่างๆกัน โดยการปรับเปลี่ยนความถี่ป้อนเข้า และเมื่อ Load Torque คงที่แล้วจะได้เส้น curve แสดงคุณลักษณะของแต่ละความถี่ขนานกันไปเมื่อ Load Torque และ ความเร็ว Slipมีค่าคงที่ และจะสังเกตุได้ว่า เมื่อ Load Torque คงที่ ความถี่ Slip หรือ Sf ซึ่งเป็นความถี่ของแรงดันเหนี่ยวนำและกระแสในวงจร Rotor จะคงที่ด้วย อย่างไรก็ตาม ก็แสดงว่าในขณะที่ความถี่ f เพิ่มขึ้น ค่า Slip S จะลดลง1.3.2 Voltage Boost ที่ต้องการเมื่อขับมอเตอร์ที่ความถี่ต่ำ ในการทำงานที่ความถี่ต่ำ ผลกระทบของ Rs ไม่สามารถที่จะมองข้ามได้ แม้เราจะรักษาให้ Sf มีค่ำต่ำหรืออยู่ในพิกัดก็ตาม ซึ่งจะสังเกตุได้จากการอธิบายต่อไปนี้ ในมอเตอร์เหนี่ยวนำที่ออกแบบมาตามปกติ Xr (Rotor Reactance) จะมีค่าน้อยมาก จนสามารถที่จะไม่นำมาพิจารณาเมื่อเทียบกับ Rr/S ซึ่งจะเห็นได้จากวงจรสมมูลย์ในรูปที่1 ดังนั้นกระแส Ir จะ inphase กับ Eag เมื่อเป็นเช่นนี้ ประกอบกับ Rs มีค่าน้อย เมื่อนำมาเขียนเป็นเฟสเซอรืไดอะแกรม จะได้ดังรูปที่5  รูปที่5 เฟสเซอรืไดอะแกรมเมื่อ Sf มีค่าน้อย  รูปที่6 Voltage Boost ที่ต้องการเพื่อให้ resultatnt airgap flux คงที่ จากรูปที่5 จะเห็นว่า ส่วนของเฟสเซอร์ที่ตั้งฉากกับ Vs นั้นแทบไม่มีผลต่อขนาดของ Vs เลย เราจึงสามารถไม่นำมาพิจารณาได้ ดังนั้นจึงได้  (12)ถ้า ถูกรักษาให้คงที่ จะทำให้ Eag แปรผันโดยตรงกับ f รวมทั้ง Im จะคงที่ด้วย ดังนั้น Voltage Boost ที่ต้องการ อันเกิดจากผลกระทบของ Xs (Stator Reactance) ในสมการ (12) ยังแปรผันตามความถี่ใช้งาน f อีกด้วย ดังนั้นที่ คงที่ สมการ (12) สามารถเขียนได้เป็น (13)สมการ (13) แสดงให้เห็นว่า แรงดันที่ต้องการเพิ่มเพื่อชดเชย แรงดันตกคร่อม Rs เพื่อรักษาให้ มีค่าคงที่นั้น ไม่ได้ขึ้นอยู่กับ f เพียงอย่างเดียว ยังขึ้นอยู่กับ Ir อีกด้วย และจากที่เราทราบว่า Ir นั้นแปรผันโดยตรงกับ Tem ในกรณีที่ คงที่จากรูปที่6 แสดง Voltage Boost ที่ต้องการเพื่อรักษา ให้คงที่ โดยแรงดันพิกัด Vs ที่ต้องการเพื่อให้คงที่ ที่แรงดันพิกัด แสดงโดยเส้นทึบ แรงดันที่แปรผันตรงกับ f ที่ค่าแรงดันพิกัดและความถี่พิกัด แสดงไว้เป็นเส้นประ ซึ่ง Volatge Boost ที่ต้องการที่ความถี่ต่ำ จะมีค่ามากเนื่องจาก แรงดันตกคร่อม Rs (Stator Resistance) ในขณะที่เมื่อความถี่ f สูง แรงดันตกคร่อม Rs มีค่าน้อยเมื่อเทียบกับ Eag เราจึงไม่นำมาพิจารณา แต่สำหรับความถี่ f ต่ำๆ แรงดันตกคร่อม Rs จะมีบทบาทมากขึ้น โดยแรงดันที่ต้องการชดเชยในขณะ no load นั้นแสดงดังเส้น dashed line ในรูป1.4 สมรรถนะของมอเตอร์เหนี่ยวนำ ที่ความเร็วสูงกว่าและต่ำกว่าพิกัด การควบคุมความเร็วโดยการควบคุมความถี่และแรงดัน ยังช่วยให้มอเตอร์สามารถทำงานได้ไม่เพียงแต่ที่ความเร็วต่ำกว่าพิกัดเท่านั้น แต่ยังทำงานได้ที่ความเร็วสูงกว่าพิกัด มอเตอร์เหนี่ยวนำส่วนใหญ่มีโครงสร้างที่แข็งแรงสามารถทำงานที่ความเร้วสูงถึงสองเท่าของความเร็วพิกัดโดยไม่มีปัญหา อย่างไรก็ตามเราจำเป็นต้องรู้สมรรถนะทางแรงบิดและกำลังของมอเตอร์เหนี่ยวนำดังกล่าวที่เป็นฟังก์ชั่นของความเร็ว Rotor อย่างชัดเจน จากรูปที่7a แสดงคุณลักษณะของแรงบิดกับความเร็วของมอเตอร์ และ Vs Ir Im และ Tem เป็นฟังก์ชั่นของความเร็วโรเตอร์ แสดงในรูปที่7b ส่วนรูป7c แสดง Sf และ S ควรทราบไว้อย่างหนึ่งว่า ในมอเตอร์ขนาดใหญ่ เมื่อมอเตอร์ทำงานเต็มสมรรถนะแล้วนั้น Is (Stator Current) จะมีค่าใกล้เคียงเท่ากับ Ir (Rotor Current) ดังนั้นผลของ Im (Magnetizing Current) ที่รวมอยู่กับ Is จะมีค่าน้อยมากเมื่อเปรียบเทียบกัน  รูปที่7 คุณลักษณะและสมรรถนะของมอเตอร์เหนี่ยวนำ 1.4.1 ช่วงความเร็วต่ำกว่าพิกัด หรือช่วงแรงบิดคงที่ (Constant Torque Region) ในช่วงที่ความเร็วต่ำกว่าพิกัด แสดงโดยเส้นทึบในรูปที่7a ซึ่งเป็นช่วงที่ Sf มีค่าน้อยและ ถูกรักษาให้คงที่ด้วยการควบคุม Vs/f ให้คงที่ แรงดันของ Stator จะถูกปรับลดลงตามความถี่นับจากค่าที่พิกัดลงไป ดังแสดงในรูป7b ถ้ายังคงคงที่ มอเตอร์จะสามารถให้แรงบิดที่พิกัด โดยการใช้กระแสที่พิกัด ที่ Sf คงที่ ดังนั้นช่วงการทำงานต่ำกว่าความเร็วพิกัดนี้ จึงถูกเรียกว่า Constant Power Region1.4.2 ช่วงความเร็วสูงกว่าพิกัด หรือช่วงกำลังคงที่ (Constant Power Region) ด้วยการเพิ่มความถี่ป้อนเข้าให้สูงขึ้นกว่าพิกัด สามารถทำให้มอเตอร์หมุนด้วยความเร็วสุงกว่าพิกัดได้ ในการขับมอเตอร์เหนี่ยวนำที่ปรับความเร็วได้นั้น ส่วนใหญ่แรงดันป้อนเข้ามอเตอร์จะไม่ได้จ่ายให้เกินพิกัด การเพิ่มขึ้นของความถี่มีผลทำให้ Vs/f มีค่าลดลง ผลที่ตามมาคือ ลดลง ในขณะที่ Vs คงที่นั้น สามารถแสดงฟังก์ชั่นของแรงบิดได้ดังสมการ (14)แสดงให้เห็นว่าความชันของเส้นแรงบิดจะแปรผกผันกับ f กำลังสอง ดังแสดงในรูป7a ในช่วงการทำงานสูงกว่าความเร็วพิกัด ณ สมรรถนะสุงสุดที่พิกัด Ir จะมีค่าเท่าพิกัดเช่นเดียวกับขณะทำงานต่ำกว่าความเร็วพิกัดซึ่งเป็นไปตาม S = (Sf) / (f) ซึ่งมีค่าคงที่อยู่ในช่วงนี้ โดยสามารถดูได้จากสมการ  (15)เมื่อ Vs และ S คงที่ตลอดช่วงนี้ แรงบิดสูงสุดในช่วงความเร็วนี้สามารถหาได้จาก  (16)เนื่องจาก  และ  แต่ S คงที่  จึงแปรผันโดยตรงกับ f เท่านั้น ดังนั้นในทางปฏิบัติ มอเตอรืสามารถที่จะให้กำลังได้สูงกว่าพิกัด โดยเมื่อ Im ลดลง เพราะ ลดลง ดังนั้นจะทำให้ Is สูงขึ้น ดังนั้นมอเตอร์จึงให้แรงบิดและกำลังที่สุงขึ้น อีกทั้งเมื่อ Im ลดลงก็จะทำให้การสูญเสียในแกนเหล็ก (Core Loss) ลดลงด้วย ในขณะที่การระบายความร้อนจะทำได้ดีกว่า ในขณะหมุนด้วยความเร็วสูง ทำให้ Core Loss ลดลง1.4.3 การทำงานช่วงความเร็วสูงหรือช่วง Sf คงที่ เมื่อ Vs มีค่าคงที่ ที่พิกัด ซึ่งตามการออกแบบมอเตอร์ทั่วไป ช่วงที่ทำงานความเร้วสูงนี้ อาจอยู่ระหว่าง 1.5 ถึง 2 เท่าของความเร็วพิกัด ช่วงนี้ จะลดลงอย่างมาก ทำให้จุดทำงานของมอเตอร์อยู่ใกล้ Pull-out Torque ดังแสดงในรูป7a ในช่วงนี้เอง มอเตอร์จะสามารถให้แรงบิดออกมาได้อยู่ค่าหนึ่ง (ต่ำกว่า pull-out torque) และคงที่ มีผลทำให้ Sf คงที่2 อินเวอร์เตอร์ (Inverter) แนวคิดในการออกแบบอินเวอร์เตอร์แบบจ่ายแรงดัน (VSI) นั้น ต้องการให้แรงดันเอาท์พุทมีองค์ประกอบของแรงดันมูลฐานให้มากที่สุดและให้มีแรงดันองค์ประกอบที่เป็นฮาร์โมนิกต่างๆเกิดขึ้นน้อยที่สุด มีความถี่ในการม็อดดูเลทที่กว้าง และมีการสูญเสียที่เกิดจากการสวิทชิ่งน้อยที่สุด การสูญเสียจากผลรวมฮาร์โมนิกมีค่าต่ำ เทคนิคต่างๆที่ใช้ในตัวควบคุมความเร็วมอเตอร์ (inverter) มีอยู่ด้วยกันหลายวิธีการ ซึ่งแสดงการเปรียบเทียบคุณสมบัติต่างๆในตารางที่1
ตารางที่1 การเปรียบเทียบเทคนิคในการม็อดดูเลทแบบต่างๆเพื่อสร้างสัญญาณความถี่มูลฐานทางเอาท์พุตของอินเวอร์เตอร์ โดยดัชนีการม็อดดูเลทเท่ากับ 1 2.1 Sinusoidal Pulse Width Modulation (SPWM)  รูปที่8 อินเวอร์เตอร์แบบจ่ายแรงดัน (Voltage Source Inverter: VSI) ชนิดพีดับเบิลยูเอ็ม เป็นเทคนิคที่นิยมใช้ในโรงงานอุตสาหกรรม สามารถสร้างได้โดยใช้วงจรอิเล็กทรอนิกส์ ซึ่งเป็นวิธีที่สะดวกที่สุด หรืออาจใช้วิธีไมโครโปรเซสเซอร์ โดยโปรแกรมให้ไมโครโปรเซสเซอร์ส่งสัญญาณสภาวะสวิทชิ่ง หลักการของ Natural Sampled PWM จะใช้คลื่นพาหะเป็นรูปสามเหลี่ยมนำมาเปรียบเทียบกับสัญญาณรูปไซน์ ซึ่งเป็นสัญญาณที่ถูก modulate (ผสมกัน) ที่มีความถี่เท่ากับความถี่มูลฐาน (Fundamental) ของการเปรียบเทียบ จะเกิดจุดตัดกันของรูปคลื่นทั้งสอง นำมากำหนดเป็นสัญญาณการสวิทช์ของอุปกรณ์สวิทชิ่งในวงจรหลักของอินเวอร์เตอร์ ในรูปที่9 (a) เป็นลักษณะของ NS (Natural Sampled) PWM ชนิด 2 ระดับ ซึ่งเป็นรูปคลื่นที่มีการสวิทช์อยู่ 2 ระดับคือ +E และ -E และชนิด 3 ระดับ ซึ่งเป็นรูปคลื่นที่มีการสวิทช์ 3 ระดับ คือ +E 0 และ -E ซึ่ง PWM ชนิด 3 ระดับ ขนาดของฮาร์โมนิกส์อันดับต่ำจะมีค่าน้อยกว่าแบบ 2 ระดับ สำหรับคลื่นพาหะที่เป็นสามเหลี่ยมนี้ จะเหมือนกันทั้ง 3 เฟส ทำให้ได้รูปคลื่นสัญญาณเอาท์พุตของอินเวอร์เตอร์ 3 เฟส ดังรูปที่ 9 (b)  SPWM แบบ 2 ระดับ  รูปที่9 (a) SPWM แบบ 3 ระดับ แสดงรูปคลื่น a: สัญญาณอ้างอิงรูปไซน์ b: สัญญาณคลื่นพาหะ c: สัญญาณสวิทชิ่ง d: สัญญาณมูลฐาน (Fundamental)  รูปที่9 (b) แสดงแรงดันไลน์และเฟสของอินเวอร์เตอร์ (a) แรงดันระหว่างไลน์ และ (b) แรงดันเฟส ลักษณะรูปคลื่ยของ PWM นี้จะประกอบด้วยองค์ประกอบมูลฐาน ที่มีทั้งความถี่และแอมปลิจูด ซึ่งสามารถเปลี่ยนแปรโดยการควบคุมความถี่และแรงดันตามลำดับของรูปคลื่นสัญญาณม็อดดูเลท ในการวิเคราะห์ฮาร์โมนิกของรูปคลื่นเอาท์พุต สามารถหาได้จากการกระจายฟูเรียรืแบบธรรมดา และแบบ Double Series Expansion ซึ่งสมการที่ได้จากการใช้วิธี Double Fourier คือ  (17)ซึ่ง M คือดัชนีของการม็อดดูเลท คือความถี่มูลฐานซึ่งเป็นความถี่เดียวกับความถี่การม็อดดูเลท คือ phase shift ของเอาท์พุตดัชนีของการม็อดดูเลท กำหนดโดย  (18)โดย Vp คือค่า peak ของแอมปลิจูดของสัญญาณการม็อดดูเลท หรือสัญญาณความถี่มูลฐาน VT คือค่า peak ของแอมปลิจูดของสัญญาณพาหะ ในทางอุดมคติ ค่า M จะแปรค่าอยู่ระหว่าง 0 และ 1 และความสัมพันธ์ระหว่างแรงดันม็อดดูเลทและเอาท์พุตจะเป็นแบบเชิงเส้น ซึ่งถ้าค่า M มากกว่า1 จะเกิดการ "Over Modulation" ซึ่งเป็นผลทำให้เกิดการหายไปของจำนวนพัลส์ ทำให้ความสัมพันธ์ระหว่างแรงดันมูลฐานและดัชนีการม็อดดูเลทไม่เป็นเชิงเส้น ถ้าเพิ่มค่า M มากๆ ในที่สุดจำนวนพัลส์จะลดลงจนกลายเป็น Square Wave ซึ่งจะทำให้ค่ายูติลิตี้แฟคเตอร์สูง ซึ่งจะทำให้ค่าแรงดันมูลฐานสูงตามไปด้วย ความสัมพันธ์ระหว่างแรงดันมูลฐานและดัชนีการม็อดดูเลท แสดงได้ดังรูปที่10 ซึ่งมีเทคนิดบางอย่างที่สามารถเพิ่มแรงดันมูลฐานได้ในขณะอยู่ในช่วงลิเนียร์ โดยการเพิ่มฮาร์โมนิกที่สามเข้าไปรวมกับสัญญาณการม็อดดูเลท แต่อย่างไรก็ตาม ปัญหาของพัลส์ที่แคบที่สุดของ PWM สามารถทำให้เกิดปัญหาเกี่ยวกับการคอมมิวเตชั่นในอุปกรณ์ไทริสเตอร์ และ Snubber Relaxation รวมถึงการลัดวงจรในกิ่ง (Shoot Through) ของอินเวอร์เตอร์ (กระแสไหลผ่านอุปกรณ์สวิทชิ่งในสาขาหรือกิ่งเดียวกันที่ต่อขนานกับแหล่งจ่ายทำให้แหล่งจ่ายเกิดการลัดวงจร) ดังนั้นเวลาที่น้อยที่สุด (Dead Time) ของวงจรล็อกเอาท์ จึงเป็นสิ่งที่ควรคำนึง  รูปที่10 แสดงความสัมพันธ์ระหว่างแรงดันมูลฐานและดัชนีการม็อดดูเลทของเทคนิค SPWM Frequency Ratio หรืออัตราส่วนของความถี่สัญญาณพาหะต่อความถี่ของสัญญาณการม็อดดูเลท (สัญญาณอ้างอิง) จะมีผลต่อความถี่ฮาร์โมนิกส์ที่เกิดขึ้นและการสูญเสียของอุปกรณ์สวิทชิ่ง และยังเป็นตัวกำหนดจำนวนพัลส์ PWM ที่เกิดขึ้นในหนึ่งคาบสัญญาณ (Cycle) ถ้า Frequency Ratio ต่ำ จะทำให้จำนวน Pulse ในแต่ละ Cycle เกิดขึ้นน้อย จากการวิเคราะห์องค์ประกอบฮาร์โมนิกส์ สรุปได้ว่า ลำดับฮาร์โมนิกส์ที่เกิดขึ้นคือ  (19)ซึ่ง  คือ Carier Frequency และ  คือ Reference Frequency โดยที่ n = 1, 3, 5,... K = 0, 2, 4,... n = 2, 4, 6,... K = 1, 3, 5,... เมื่อ n คือ กลุ่มลำดับฮาร์โมนิกหลัก K คือ อันดับฮาร์โมนิกย่อยหรือรอบข้าง ลักษณะการเกิดฮาร์โมนิกส์ของเทคนิค SPWM นี้จะเกิดเป็นกลุ่มๆ และมีฮาร์โมนิกย่อยอยู่รอบข้างฮาร์โมนิกหลัก ดังนั้นลำดับกลุ่มของฮาร์โมนิกหลักจะขึ้นอยู่กับ Frequency Ratio  และขนาดของฮาร์โมนิก จะขึ้นอยู่กับดัชนีการม็อดดูเลท (M) ซึ่งหมายความว่า ที่ค่าดัชนีการม็อดดูเลทเดียวกัน แต่ค่า Frequency Ratio ต่างกัน ขนาดขององค์ประกอบฮาร์โมนิกกลุ่มเดียวกันจะมีขนาดเท่ากัน แต่ตำแหน่งการเกิดจะต่างกัน ซึ่งจะมีระยะห่างจากความถี่มูลฐานเป็นจำนวนเท่าของ  เมื่อ Frequency Ratio มีค่าสูงขึ้น จำนวนฮาร์โมนิกของกระแสใน Line ของอินเวอร์เตอร์จะถูกกรองออกด้วย Leakage Reactance ของมอเตอร์ และรูปคลื่นของกระแสจะมีลักษณะใกล้เคียงรูปไซน์มากขึ้น การสูญเสียที่เกิดจากการสวิทชิ่งก็ยิ่งมีมากขึ้น ดังนั้นการเลือกค่า Frequency Ratio ต่างกัน จึงขึ้นอยู่กับการยอมรับได้ระหว่างการสูญเสียในอุปกรณ์สวิทชิ่งและการสูญเสียในมอเตอร์ที่เป็นส่วนผกผันกัน เมื่อค่า Frequency Ratio สูงขึ้น ถึงแม้การสูญเสียในมอเตอร์จะลดลงก็ตามแต่การสูญเสียในอุปกรณ์สวิทชิ่งในอินเวอร์เตอร์จะมีมากขึ้นเทคนิค PWM ที่นิยมใช้เทคนิคหนึ่ง โดยอาศัยเทคนิคแบบ Uniform Sampling ดังแสดงในรูปที่11 ซึ่งเป็นวิธีที่ง่ายกับการสร้างโดยใช้ไมโครคอมพิวเตอร์ ซึ่งจะช่วยลดขนาดของฮาร์โมนิกส์ความถี่ต่ำและสามารถกำจัด subharmonics ที่เกิดในโหมด Free-Running  รูปที่11 แสดงรูปคลื่น PWM แบบ Uniform Sampling นอกจากจะใช้สัญญาณการม็อดดูเลทที่เป็นรูปไซน์แล้ว ยังสามารถใช้สัญญาณการม็อดดูเลทแบบสี่เหลี่่ยมคางหมูได้อีกด้วย ซึ่งจะให้พัลส์ที่สมมาตรทางเอาท์พุตของอินเวอร์เตอร์ และสามารถควบคุมแรงดันเอาท์พุตได้แบบเชิงเส้น จากศูนย์จนถึงรูปคลื่นสี่เหลี่ยม โดยการเปลี่ยนแอมปลิจูดของคลื่นม็อดดูเลท อย่างไรก็ตาม เมื่อเปลี่ยนโหมดการทำงานเป็น Square Wave ฮาร์โมนิกของสัญญาณเอาท์พุตจะด้อยกว่า การทำงานในโหมด PWM ในขณะที่ยูทิลิตี้แฟคเตอร์ของ Square Wave จะสูงกว่า PWM 2.1.2 PWM 3 เฟส PWM Inverter แบบ 3 เฟส ก็มีแนวคิดและหลักการมาจากอินเวอร์เตอร์ 1 เฟส กล่าวคือค่าแรงดันมูลฐานระหว่าง line หรือแรงดันเฟส จะแปรตามค่า Modulation Index หรือ m ซึ่งเท่ากับค่าสูงสุดของแรงดันอ้างอิงต่อค่าสูงสุดของแรงดันรูปสามเหลี่ยม ซึ่งในทางปฏิบัติถือว่าค่าสูงสุดของแรงดันรูปสามเหลี่ยมเท่ากับขนาดของแรงดัน DC-Link ดังนั้นค่า m จึงเป็นอัตราส่วนของแรงดันมูลฐานทางเอาท์พุตต่อแรงดัน DC-Link นั่นเอง ในย่านการทำงานปกติ Modulation Index จะมี่าอยู่ระหว่าง 0 ถึง 1 ซึ่งในช่วงนี้แรงดันมูลฐานทางเอาท์พุตจะมีลักษณะเป็นรูปไซน์ โดยย่านการทำงานนี้จะถูกเรียกว่า Linear Modulation และเมื่อทำการปรับ Modulation Index มากกว่า 1 จะทำให้ความสัมพันธ์ระหว่าง Modulation Index และแรงดันมูลฐานเอาท์พุตไม่ได้เป็นเชิงเส้นอีกต่อไป แรงดันมูลฐานจะมีลักษณะไม่เป็นรูปไซน์ และเรียกช่วงการทำงานนี้ว่า Over Modulation ลักษณะแรงดันอ้างอิงหรือแรงดันควบคุม แรงดันสามเหลี่ยม แรงดันเอาท์พุตเทียบกับ Negative Bus และแรงดันไลน์ทางเอาท์พุตในวงจรในรูปที่12 ซึ่งมีการทำงานในย่าน Linear Modulation แสดงดังรูปที่13  รูปที่12 Inverter แบบ 3 เฟส 2.1.3 ช่วงการทำงาน Linear Modulation (m<1 หรือ m=1) ในช่วงนี้แรงดันมูลฐานจะแปรค่าตาม m อย่างเป็นเชิงเส้น ค่าสูงสุดของแรงดันจากจุด A ถึง Negative Bus ณ ความถี่มูลฐานจากรูปที่12 เป็นดังนี้  ดังนั้นแรงดันมูลฐาน Line to Line RMS. ที่เกิดจากมุมต่างเฟสของแรงดัน 120 องศา ระหว่างเฟสหาได้ดังนี้  ดังนั้นในกรณีการขับมอเตอร์ที่มีแรงดันไลน์ 380 V จะต้องใช้ DC-Link ขนาด 620 V และสำหรับมอเตอร์ที่มีแรงดันไลน์ 220 V จะค้องใช้ DC-Link ขนาด 360V  รูปที่13 รูปคลื่น PWM และ ฮาร์โมนิก สเปคตรัมของแรงดัน ในปัจจุบันได้มีการนำเสนอเทคนิคในการควบคุมการทำงานของอินเวอร์เตอร์เหล่านี้เพื่อช่วยปรับปรุงในการตอบสนองทางด้าน dynamic โดยใช้เทคนิคที่เรียกว่า Sensorless Vector Control Flux Vector Control และ Field Oriented Control ตามปกติหลักการการสร้างสัญญาณ PWM ในแบบที่ควบคุมแรงดันและความถี่จะทำได้โดย การสร้าง Voltage Source Inverter (VSI) ที่สามารถควบคุมได้ไมโครคอนโทรลเลอร์หรือชิพประเภท DSP ซึ่งเป็นวิธีที่ได้รับความนิยมอย่างมาก เนื่องจากทำได้ง่ายและต้องการการประมวลผลในขณะออนไลน์น้อย อย่างไรก็ตามเทคนิคนี้ยังมีข้อเสียหรือข้อจำกัดต่างๆ เช่น การใช้แรงดันจากแหล่งจ่าย DC-Link ไม่มีประสิทธิภาพหรือไม่เต็มที่ ในช่วงการทำงาน Linear Modulation แรงดัน Line to Line ออกสูงสุดมักจะน้อยกว่า 90% ของแรงดัน DC-Link ที่จ่ายให้ มีการผิดเพี้ยนของแรงดันเอาท์พุตมาก (Total Harmonic Distortion: THD) เพื่อลดงานหรือหน้าที่ในการประมวลสัญญาณ เพื่อให้สามารถใช้งานได้กับไมโครคอนโทรลเลอร์ความเร็วต่ำ จึงใช้การเก็บข้อมูลในการสวิทชิ่งในรูปแบบของเวลาการ on off ตาม sine function ในช่วง 120 องศา จำนวน 3 เฟส ไว้ในหน่วยความจำหรือเรียกว่า Lookup Table ซึ่งเป็นการใช้หน่วยความจำที่ไม่มีประสิทธิภาพ ในกรณีที่ต้องอาศัยหน่วยความจำภายในของไมโครคอนโทรลเลอร์ในการเก็บ การใช้งานและการควบคุมทำได้จำกัด ไม่มีความยืดหยุ่น 2.2 Space Vector Modulation (SVM) SVM เป็นเทคนิคสมัยใหม่ ที่เหมาะในการใช้ไมโครคอนโทรลเลอร์ในการควบคุมการทำงานและประมวลผล และเป็นเทคนิคที่ให้แรงดันออกสูงกว่าเทคนิค Sine PWM แบบธรรมดาถึง 15 % จึงมีการใช้แรงดันจากแหล่งจ่ายอย่างคุ้มค่าและมีความผิดเพี้ยนของแรงดัน(THD) น้อยกว่าแบบ Sine PWM  รูปที่14 ไดอะแกรมแสดงเวคเตอร์แรงดันของทั้ง 3 เฟสเทียบกับสายศูนย์หรือนิวทรอล และ resultant space reference vector (VS) ซึ่งเป็นแรงดันอ้างอิงทางเอาท์พุตชั่วขณะ สำหรับระบบไฟฟ้าสามเฟสในภาวะสมดุลย์ ผลลัพธ์การรวมเวคเตอร์ของแรงดันทั้งสามเฟส (VRN VYN และ VBN) จะเป็นศูนย์ และในช่วงเวลาใดๆ แรงดันอ้างอิงจะมีค่าเป็น VS ดัแสดงในรูปที่ 14 เราสามารถควบคุมแรงดันและความถี่ทางเอาท์พุตของอินเวอร์เตอร์ โดยการควบคุมขนาดและความถี่ของ VS วิธีการควบคุมแบบนี้จะรู้จักในชื่อ SVM  รูปที่15 ไดอะแกรมแสดงการต่อของ Voltage Source Inverter  ตารางที่ 2 ลำดับการสวิทชิ่งและสถานะของแรงดันเอาท์พุตจากอินเวอร์เตอร์ในรูปที่ 15  รูปที่16 ไดอะแกรมแสดง space vector ใน 6 sectors จากไดอะแกรม รูปที่16 พื้นที่ทั้งหมดจะถูกแบ่งออกเป็น 6 ส่วนเท่าๆกัน ตามสถานะการสวิทชิ่งของสวิทช์ Q0 - Q5 โดยมีเวคเตอร์ V1 ถึง V6 เป็นเวคเตอร์เริ่มต้นของแต่ละสถานะ และเว็คเตอร์เหล่านี้จะมีจุดร่วมคือ V0 และ V7 ซึ่งเป็นสถานะที่แรงดันผลลัพธ์ของทั้งสามเฟสมีค่าเป็นศูนย์ VS คือแรงดันลัพธ์ชั่วขณะทางเอาท์พุตตามสถานะของการสวิทช์ โดยอัตราการสวิทช์ของอินเวอร์เตอร์ที่ใช้อุปกรณ์ทางดิจิตอลเช่นไมโครคอนโทรลเลอร์ในการควบคุม ส่วนใหญ่จะมีการสวิทช์ที่ความถี่สูงมาก เช่นสูงกว่า 20 kHz ทั้งนี้เพื่อหลีกหนีความถี่ที่มนุษย์ได้ยิน โดยความถี่ในการสวิทช์หรือ carier frequency (fs) จะกำหนดช่วงเวลาในการสวิทช์ (Ts) โดย Ts= 1/fs ในการสร้างแรงดัน VS จากเวคเตอร์ V0 ถึง V7 นั้นมีหลายวิธี แต่ในทางคณิตศาสตร์เราสามารถพิจารณาแรงดัน VS ได้จากสมการต่อไปนี้  (20)โดย T0 ถึง T7 ในสมการที่ 20 คือค่าเวลา on time ในแต่ละ state ของอินเวอร์เตอร์ และ Ts คือคาบเวลาในการสวิทช์ของอินเวอร์เตอร์ ถ้าลำดับการสวิทช์ของอินเวอร์เตอร์เป็นตามลำดับ 1-2-3-4-5-6-1-2... เราจะเรียกเทคนิคการสวิทช์ของอินเวอร์เตอร์แบบนี้ว่า Six-Step PWM ซึ่งเป็นเทคนิคที่ทำได้สะดวกกว่าวิธีการแบบอื่น และยังให้แรงดัน Line to Line ทางเอาท์พุตได้สูงกว่า DC-Link แต่ให้แรงดันที่มีความผิดเพี้ยนทาง THD สูงและแรงดันเฟสและแรงดันระหว่างไลน์ไม่เป็นรูปไซน์ 2.2.1 หลักการสวิทชิ่งของ SVM เทคนิค SVM จะมีหลักเกณฑ์ที่สำคัญดังต่อไปนี้
ซึ่งหลักเกณฑ์ดังกล่าวจะช่วยจำกัดการสวิทช์ ลดการสวิทช์ที่ไม่จำเป็นซึ่งทำให้การสูญเสียจากการสวิทช์ลดลง รวมถึงยังทำให้รูปคลื่นของแรงดันที่ได้มีความสมมาตร ซึ่งทำให้การผิดเพี้ยน THD ลดลง จะเรียกวิธการสวิทช์แบบ SVM ที่ยึดหลักการสวิทช์ดังกล่าวว่า Conventional SVM วิธีการ SVM มีอยู่หลายวิธี ตามตำราหรือเจ้าของทฤษฎีบางท่าน บางวิธีจะมีชื่อเรียกต่างกันออกไปเช่น
ในแต่ละวิธีจะมีรูปแบบที่เหมือนกันที่ช่วงเวลา on time ของ active vector (V1 ถึง V6) และ inactive vector (V0 และ V7) แต่จะมีความแตกต่างกันบ้างตรงการเลือกใช้คาบเวลาของ inactive vector T0 และ/หรือ T7 2.2.2 การคำนวณเวลาสำหรับเวคเตอร์ VS สมมุติว่าเรากำลังพิจารณาเวคเตอร์ VS ที่อยู่ใน sectorที่1 โดยทำมุมกับเวคเตอร์ V1 อยู่เป็นมุม ? ดังรูปที่17  รูปที่17 ไดอะแกรมแสดงเวคเตอร์ VS ในsectorที่ 1 สมมุติว่า VS มีค่าคงที่ตลอดช่วงเวลา Ts และเมื่อเรายึดหลักเกณฑ์การสวิทช์ SVM ในแบบ Conventional SVM เราจึงได้  (21)จากสมการที่ 21 นั่นคือ จำนวนการสวิทชิ่งไม่เกิน 3 โดยสมการนี้หมายความว่าอินเวอร์เตอร์จะมีเวลาการสวิทช์อยู่ใน state1 เป็นเวลา TA และ สวิทช์อยู่ใน state2 เป็นเวลา TB ส่วนเวลาที่เหลือในช่วงเวลา Ts จะไม่มีการจ่ายแรงดันออกจากอินเวอร์เตอร์ ซึ่งเราสามารถกำหนดสถานะเป็น inactive state 0 หรือ 7 สำหรับช่วงเวลาT0 หรือ T7 นั่นคือ Ts = TA + TB + T0 หรือ T7 (22) ช่วงเวลา TA TB และ T0 หรือ T7 จะต้องคำนวณออกมาเป็น volt-second ที่เป็นผลของเวคเตอร์ V1 V2 และ V0 หรือ V7 ในแกน X Y โดยดัชนีการม็อดดูเลท กำหนดได้ดังนี้  (23)โดย |VS| คือ แอมปลิจูดหรือขนาดของเวคเตอร์ VS และเมื่อพิจารณา VS ในแนวแกน X Y ทำให้ได้สมการ  (24)และจากสมการที่ 24 พิจารณาหา TA และ TB ได้ดังสมการ  (25)ส่วนช่วงเวลา inactive state ที่เหลือสามารถหาได้จากสมการที่ 22 T0 และ T7 จะถูกแบ่งออกเป็นสองส่วน ส่วนหนึ่งอยู่ช่วง state แรก และอีกส่วนอยู่ที่ state สุดท้ายของ Ts เพื่อลดผลของฮาร์โมนิกส์ โดยรูปที่ 18 จะเป็นสัญญาณของการสวิทช์ใน sector ที่ 1 โดยคำนวณตามสมการที่ 21 และ 22 โดยใช้หลักของ Conventional SVM มาใช้เพื่อสร้างสัญญาณ PWM ที่มีความสมมาตร  รูปที่18 แสดงรูปคลื่นแรงดัน ในsectorที่ 1 จากรูปที่ 17 จากการใช้หลัก Conventional SVM เราจะสังเกตุเห็นว่ารูปคลื่นมีความสมมาตร โดยเส้นประเป็นแกนที่แบ่งการสมมาตรของแรงดัน ลักษณะเช่นนี้จะช่วยลดจำนวนฮาร์โมนิกส์ลง ซึ่งทำให้ผลรวมความผิดเพี้ยนของสัญญาณ(THD)ต่ำในช่วง linear modulation จากรูปที่ 16 ในช่วงการทำงาน linear modulation แรงดันไลน์ (Line to Line voltage) จะมีค่าสูงสุดก็ต่อเมื่อเวคเตอร์ VS มีขนาดเท่ากับรัศมีของวงกลมที่ใหญ่ที่สุดภายใต้รูปทรงหกเหลี่ยม โดยพิจารณาได้เป็นสมการคือ  (26)โดย m คือดัชนีการม็อดดูเลท จากรูปที่ 17 และสมการที่ 26 จะได้ว่า  (27)จากสมการ 21 22 และ 27 ทำให้เราได้  (28)สมการที่ 28 ทำให้เรารู้ว่า แรงดันไลน์จากอินเวอร์เตอร์แบบ SVM ในช่วง linear modulation มีค่าสูงที่สุดได้เท่ากับแรงดัน DC-Link และเมื่อเราได้แรงดันไลน์สูงขึ้น นั่นหมายถึงแรงบิดที่ได้จากมอเตอร์จะสูงขึ้นด้วย ซึ่งจะช่วยให้ระบบการตอบสนองทาง dynamic ดีขึ้นด้วย  รูปที่19 แสดงรูปคลื่นแรงดันเปรียบเทียบระหว่าง Sine PWM และ SVM ช่วง linear modulation จากรูปที่ 19 แสดงให้เห็นการเปรียบเทียบแรงดันระหว่างวิธี Sine PWM และ SVM โดยเปรียบเทียบให้เห็นเฉพาะแรงดันเฟส RO และ YO และผลรวมของแรงดัน(แรงดันไลน์) คือ RY สำหรับวิธี Sine PWM นั้น แรงดันเฟสจะเป็นรูปไซน์ ซึ่งมีมุมต่างเฟสของแรงดันทั้งสองอยู่ 120 องศา ผลรวมของแรงดันระหว่างเฟสหรือแรงดันไลน์จะเท่ากับ 86.6 % ของแรงดัน DC-Link ในขณะที่วิธี SVM แรงดันเฟสจะมีลักษณะที่มีแรงดันความถี่ฮาร์โมนิกที่3 ปนอยู่กับความถี่มูลฐาน ฮาร์โมนิกที่สามนี้เกิดจากการนำเอา inactive state (T0 หรือ T7) มาใช้ โดยมีมุมต่างของแรงดันทั้งสองเฟสอยู่ 120 องศาเช่นกัน ในขณะที่แรงดันไลน์ที่ได้จะเป็นรูปไซน์เนื่องจากเกิดการหักล้างของฮาร์โมนิกที่สามในแรงดันแต่ละเฟส เมื่อเป็นเช่นนี้แรงดันไลน์จึงมีค่าสูงสุดเท่ากับแรงดัน DC-Link ทำให้แรงดันที่ได้จากวิธี SVM สูงกว่าแรงดันที่ได้จากอินเวอร์เตอร์ที่ใช้วิธี Sine PWM อยู่ราว 15% 2.2.3 ข้อดีของเทคนิค SVM เมื่อเทียบกับ Sine PWM
สรุป บทความนี้นำเสนอหลักการควบคุมความเร็วของมอเตอร์เหนี่ยวนำ โดยใช้ Voltage Source Inverter โดยการนำเสนอเทคนิคที่ได้รับความนิยมอยู่สองแบบคือ Sine PWM และ SVM ซึ่งยังมีเทคนิคแบบอื่นๆในการควบคุมความเร็วมอเตอร์เหนี่ยวนำที่ไม่ได้กล่าวถึงอีก แต่ทั้งสองเทคนิคที่ยกตัวอย่างมาเป็นเทคนิคพื้นฐานและได้รับความนิยมและง่ายต่อการสร้าง ซึ่งทุกเทคนิควิธีการมีสิ่งที่ควรคำนึงถึงอย่างหนึ่งคือ dynamic response และการสูญเสีย โดยเฉพาะการควบคุมแรงดันและความถี่ในการขับมอเตอร์ให้มีความสัมพันธ์กันอย่างเหมาะสมนั้นสำคัญมาก เพราะถ้าการควบคุมความถี่และแรงดันไม่สอดคล้องกันแล้ว นอกจากการที่ได้แรงบิดไม่ได้ตามพิกัดแล้วยังทำให้เกิดการสูญเสียในแกนเหล็กเพิ่มมากขึ้น เกิดความร้อนสูงขึ้นและอายุการใช้งานมอเตอร์จะสั้นลง จากเอกสารอ้างอิง [1] N. Mohan, W. P. Robbin, and T. Undeland, Power Electronics: Converters, Applications, and Design, 2nd ed. New York: Wiley, 1995. [2] B. K. Bose, Power Electronics and Variable Frequency Drives:Technology and Applications. IEEE Press, 1997. [3] Rakesh Parekh, VF Control of 3-Phase Induction Motor Using Space Vector Modulation, Microchip Application Note AN955, Microchip Technology Inc. บทความโดย สุวัตชัย กล้าเกิดผล B. Eng. Electrical, KMITL Certified Vibration Analyst CategoryIII k_suwatchai@hotmail.com |
|||||||||||||||||||||||||||
BACK
1 Comments
2 months ago
ใน บทความอุปกรณ์สวิทช์ คืออุปกรณ์ที่สามารถนำกระแสได้และมีการทำงานอยู่ในโหมด switching เช่น Power Transistor Power MOSFET และ IGBT เป็นต้น ซึ่ง swiching mode คือการทำงานของอุปกรณ์สวิทช์ในสองสถานะคือ On (นำกระแสไฟฟ้า) และ Off (ไม่นำกระแสไฟฟ้า) ในขณะที่อุปกรณ์พวก Transistor และ MOSFET ธรรมดาที่เห็นใช้กันทั่วไปอย่างในเครื่องขยายเสียง วิทยุ อุปกรณ์อะนาลอกต่างๆ จะทำงานอยู่ในโหมด active ซึ่งจะเป็นโหมดที่ใช้อัตราการขยายกระแสหรือแรงดันของอุปกรณ์ตาม gain ในช่วง linear gain มาใช้ Transistor และอุปกรณ์ที่ออกแบบมาเพื่อทำหน้าที่เป็นอุปกรณ์สวิทชิ่งโดยเฉพาะนั้นจะมี การออกแบบให้มีความไวในการตอบสนองการนำกระแสสูงหรือตอบสนองต่อ switching frequency สูงๆได้ ส่วนใหญ่จะเป็นอุปกรณ์เช่น MOSFET และแรงดันตกคร่อมตัวอุปกรณ์ในขณะทำงาน( On) ต่ำ เช่น Transistor เพื่อลดการสูญเสียที่เรียกว่า conduction loss เช่น มีแรงดันตกคร่อม 3V ในขณะที่กระแสไหลผ่านอุปกรณ์ 100A เท่ากับว่ามีการสูญเสียไป 300W ซึ่งเป็นกำลังงานที่ไม่ได้ถูกส่งออกไปขับมอเตอร์แต่สูญเสียในตัวอุปกรณ์ สวิทช์เอง และแสดงออกมาในรูปของความร้อน
ReplyMOSFET มีความไวในการทำงานสูงแต่มีแรงดันตกคร่อมขณะนำกระแสมาก ในนณะที่ Transistor มีความไวในการทำงานต่ำกว่าแต่มีแรงดันตกคร่อมขณะนำกระแสน้อยกว่า MOSFET ดังนั้นจึงมีการคิดค้นอุปกรณ์ในการสวิทช์ที่นำข้อดีของอุปกรณ์สองชนิดมาทำ งานร่วมกัน ที่เรียกว่า IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ซึ่งเป็นการนำเอา MOSFET มาต่อแบบ darlington ทางด้านอินพุตของ Power Transistor ที่ขับกระแสทางเอาท์พุต จึงได้อุปกรณ์ลูกผสมที่มีการตอบสนองความถี่ switching ได้ดีขึ้นกว่า Power Transistor แต่แย่กว่า MOSFET และ conduction loss น้อยลง แต่ยังด้อยกว่า Power Transistor